Analoog-digitaalmuundurid (ADC-d)- Need on seadmed, mis on loodud analoogsignaalide teisendamiseks digitaalseks. Selliseks teisendamiseks on vaja analoogsignaali kvantiseerida, st piirata analoogsignaali hetkeväärtusi teatud tasemetega, mida nimetatakse kvantimistasemeteks.
Ideaalsel kvantimiskarakteristikul on joonisel fig. 3.92.
Kvantimine on analoogväärtuse ümardamine lähima kvantimistasemeni, st maksimaalne kvantimisviga on ±0,5h (h on kvantimise samm).
ADC peamised omadused hõlmavad bittide arvu, teisendusaega, mittelineaarsust jne. Bittide arv on analoogväärtusega seotud koodi bittide arv, mida ADC suudab toota. Sageli räägitakse ADC eraldusvõimest, mille määrab ADC väljundis olevate koodikombinatsioonide maksimaalse arvu pöördväärtus. Seega on 10-bitise ADC lahutusvõimega (2 10 = 1024) −1, st 10V-le vastava ADC skaala korral ei ületa kvantimisetapi absoluutväärtus 10mV. Teisendusaeg tp on ajavahemik antud signaali muutumise hetkest ADC sisendis kuni vastava stabiilse koodi ilmumiseni selle väljundisse.
Tüüpilised teisendusmeetodid on järgmised: analoogväärtuse paralleelne teisendamine ja jadamuundamine.
ADC koos sisend-analoogsignaali paralleelse muundamisega
Paralleelmeetodil võrreldakse sisendpinget samaaegselt n etalonpingega ja tehakse kindlaks, millise kahe võrdluspinge vahel see asub. Sel juhul saadakse tulemus kiiresti, kuid skeem osutub üsna keeruliseks.
ADC tööpõhimõte (joonis 3.93)
Kui Uin = 0, kuna kõigi operatsioonivõimendite puhul on pinge erinevus (U + − U −)< 0 (U + , U − - напряжения относительно общей точки соответственно неинвертирующего и инвертирующего входа), напряжения на выходе всех ОУ равны −Е пит а на выходах кодирующего преобразователя (КП) Z 0 , Z 1 , Z 2 устанавливаются нули. Если U вх >0,5U, kuid vähem kui 3/2U, ainult alumise operatsioonivõimendi puhul (U + − U −) > 0 ja ainult selle väljundis ilmub +E toitepinge, mis toob kaasa järgmiste signaalide ilmumise CP väljundid: Z 0 = 1, Z 2 = Z l = 0. Kui Uin > 3/2U, kuid vähem kui 5/2U, siis tekib kahe alumise op-võimendi väljundisse pinge +E toide, mis viib koodi 010 ilmumiseni CP väljunditesse jne.
Vaadake huvitavat videot ADC töö kohta:
ADC koos jadasisendsignaali muundamisega
See on seerialoendusega ADC, mida nimetatakse servo-ADC-ks (joonis 3.94). 
Seda tüüpi ADC kasutab DAC-i ja tagurdusloendurit, mille signaal annab DAC-i väljundis pinge muutuse. Ahel on konfigureeritud nii, et pinged sisendis Uin ja DAC −U väljundis on ligikaudu võrdsed. Kui sisendpinge Uin on suurem kui pinge U DAC väljundis, lülitatakse loendur otseloenduse režiimi ja selle väljundis olev kood suureneb, tagades DAC väljundi pinge suurenemise. Uin ja U võrdsuse hetkel loendamine peatub ja sisendpingele vastav kood eemaldatakse pöördloenduri väljundist.
Järjestikust teisendusmeetodit rakendatakse ka aja-impulssmuunduses ADC (ADC lineaarselt muutuva pinge generaatoriga (GLIN)).
Vaadeldava ADC tööpõhimõte, joonis fig. 3.95) põhineb impulsside arvu loendamisel ajaperioodil, mille jooksul lineaarselt muutuv pinge (LIN) nullist kasvades jõuab sisendpinge tasemeni Uin. Kasutatakse järgmisi tähistusi: CC - võrdlusahel, GI - impulsigeneraator, Kl - elektrooniline võti, Sch - impulssloendur. 
Ajastusskeemil märgitud ajahetk t 1 vastab sisendpinge mõõtmise algusele ning ajahetk t 2 sisendpinge ja GLIN pinge võrdsusele. Mõõtmisvea määrab aja kvantimise etapp. Klahv Kl ühendab impulssgeneraatori loenduriga alates mõõtmise algusest kuni hetkeni, mil U in ja U savi on võrdsed. U Sch näitab pinget arvesti sisendis.
Kood loenduri väljundis on võrdeline sisendpingega. Selle skeemi üks puudusi on selle madal jõudlus.
Topeltintegratsiooniga ADC
Selline ADC rakendab sisendsignaali järjestikuse teisendamise meetodit (joonis 3.96). Kasutatakse järgmisi tähistusi: SU - juhtimissüsteem, GI - impulsi generaator, SCH - impulsi loendur. ADC tööpõhimõte on määrata kahe ajaperioodi suhe, millest ühe jooksul integreeritakse op-amp-põhise integraatoriga sisendpinge Uin (pinge U ja integraatori väljundis muutub nullist maksimaalseks absoluutseks väärtus), ja järgmise ajal - etalonpinge integreerimine U op (U ja varieerub maksimaalsest absoluutväärtusest nullini) (joon. 3.97). 
Olgu sisendsignaali integreerimisaeg t 1 konstantne, siis mida suurem on teine ajaperiood t 2 (ajaperiood, mille jooksul võrdluspinge integreeritakse), seda suurem on sisendpinge. Klahv KZ on loodud integraatori seadistamiseks algsesse nullolekusse. Esimesel näidatud ajavahemikul on klahv K 1 suletud, klahv K 2 on avatud ja teisel, ajavahemikul, on nende olek näidatud vastupidine. Samaaegselt võtme K 2 sulgemisega hakkavad impulsid GI-impulsigeneraatorist voolama läbi juhtimissüsteemi juhtimisahela loendurile Sch.
Nende impulsside saabumine lõpeb, kui pinge integraatori väljundis on null.
Pinge integraatori väljundis pärast ajaperioodi t 1 määratakse avaldise abil
U ja (t 1) = − (1/RC) t1 ∫ 0 U sisend dt= − (U sisend t 1) / (R C)
Kasutades sarnast avaldist ajavahemiku t 2 jaoks, saame
t 2 = − (R·C/U op) ·U ja (t 1)
Asendades siin U ja (t 1) avaldise, saame t 2 = (U in / U op) · t 1 millest U in = U oa · t 2 /t 1
Kood loenduri väljundis määrab sisendpinge väärtuse.
Seda tüüpi ADC üks peamisi eeliseid on selle kõrge mürakindlus. Lühikese aja jooksul tekkivad juhuslikud sisendpinge tõusud ei mõjuta konversiooniviga praktiliselt. ADC puuduseks on selle madal kiirus.
Levinumad on kiibiseeria 572, 1107, 1138 jne ADC-d (tabel 3.3) 
Tabel näitab, et paralleelse muundamise ADC-l on parim jõudlus ja jadakonversiooni ADC-l on halvim jõudlus.
Kutsume teid vaatama veel ühte korralikku videot ADC töö ja disaini kohta:
Digitaal-analoogmuundureid (DAC) ja analoog-digitaalmuundureid (ADC) kasutatakse peamiselt väliste analoogsignaalidega digitaalseadmete ja süsteemide liidestamiseks reaalse maailmaga. Sel juhul teisendab ADC analoogsignaalid digitaalseteks sisendsignaalideks, mis suunatakse digitaalseadmetele edasiseks töötlemiseks või salvestamiseks, ja DAC teisendab digitaalseadmete digitaalsed väljundsignaalid analoogsignaalideks.
DAC-de ja ADC-dena kasutatakse tavaliselt paljude kodu- ja välismaiste ettevõtete toodetud spetsiaalseid mikroskeeme.
DAC kiip saab kujutada plokina (joonis 13), millel on mitu digitaalsisendit ja üks analoogsisend, samuti analoogväljund.
Riis. 13. DAC kiip
N-bitine kood N antakse DAC digitaalsisenditele ja võrdluspinge U op antakse analoogsisendile (teine levinud tähistus on U REF). Väljundsignaaliks on pinge U out (teine tähis on U O) või vool I out (teine tähis on I O). Sel juhul on väljundvool või väljundpinge võrdeline sisendkoodi ja võrdluspingega. Mõne mikrolülituse puhul peab võrdluspingel olema rangelt määratud tase, teiste puhul on võimalik selle väärtust muuta laiades piirides, sealhulgas muuta polaarsust (positiivsest negatiivseks ja vastupidi). Suure võrdluspingevahemikuga DAC-d nimetatakse korrutamiseks DAC-iks, kuna seda saab hõlpsasti kasutada sisendkoodi korrutamiseks mis tahes võrdluspingega.
Sisenddigitaalse koodi teisendamine väljundi analoogsignaaliks on üsna lihtne. See koosneb mitme voolu summeerimisest (vastavalt sisendkoodi bittide arvule), iga järgnev on kaks korda suurem kui eelmine. Nende voolude saamiseks kasutatakse kas transistori vooluallikaid või transistorlülititega lülitatavaid takistusmaatrikse.
Näitena on joonisel 14 kujutatud 4-bitist (n = 4) digitaal-analoogmuundust, mis põhineb R–2R takistusmaatriksil ja lülititel (tegelikkuses kasutatakse transistoripõhiseid lüliteid). Võtme õige asend vastab ühele sisendkoodi N selles bitis (bitid D0...D3). Operatsioonivõimendi võib olla kas sisseehitatud (pinge-väljundiga DAC) või väline (voolu-väljundiga DAC-i puhul).
Riis. 14. 4-bitine digitaal-analoog teisendus
Esimene (joonisel vasakul) lüliti lülitab voolu väärtusega U REF /2R, teine lüliti - voolu U REF /4R, kolmas - voolu U REF /8R, neljas - voolu U REF /16R. See tähendab, et külgnevate klahvidega lülitatavad voolud erinevad poole võrra, nagu ka kahendkoodi bittide kaalud. Kõigi lülitite lülitatud voolud summeeritakse ja teisendatakse väljundpingeks, kasutades operatsioonvõimendit takistusega R OS = R negatiivse tagasiside ahelas.
Kui iga lüliti on õiges asendis (üks DAC sisendkoodi vastavas bitis), antakse selle lülitiga lülitatud vool summeerimiseks. Kui lüliti on vasakpoolses asendis (null DAC sisendkoodi vastavas bitis), ei edastata selle klahviga lülitatud voolu summeerimiseks.
Kõigi lülitite koguvool I O tekitab operatsioonivõimendi väljundis pinge U O =I O R OS =I VÕI. See tähendab, et esimese võtme (koodi kõige olulisem bitt) panus väljundpingesse on U REF /2, teise - U REF /4, kolmanda - U REF /8, neljanda - U REF /16. . Seega on sisendkoodiga N = 0000 vooluahela väljundpinge null ja sisendkoodiga N = 1111 võrdub –15U REF /16.
Üldiselt seostatakse DAC-i väljundpinge R OS = R sisendkoodiga N ja tugipingega U REF lihtsa valemiga
U OUT = –N U REF 2 -n
kus n on sisendkoodi bittide arv. Mõned DAC-kiibid võimaldavad töötada bipolaarses režiimis, kus väljundpinge ei muutu nullist U REF-i, vaid –U REF-st +U REF-i. Sel juhul korrutatakse DAC U OUT väljundsignaal 2-ga ja nihutatakse väärtusega U REF. Sisendkoodi N ja väljundpinge U OUT vaheline seos on järgmine:
U OUT =U REF (1–N 2 1–n)
ADC kiibid täidavad DAC-ile otse vastupidist funktsiooni – nad muudavad analoogsisendsignaali digitaalsete koodide jadaks. Üldiselt võib ADC-kiipi kujutada plokina, millel on üks analoogsisend, üks või kaks sisendit võrdluspinge (referents) andmiseks, samuti digitaalväljundid analoogsignaali praegusele väärtusele vastava koodi väljastamiseks ( joonis 15).
Sageli on ADC kiibil ka sisend kellasignaali CLK, lubamissignaali CS ja väljundi digitaalkoodi RDY valmisolekut näitava signaali edastamiseks. Mikrolülitus on varustatud ühe või kahe toitepingega ja ühise juhtmega.
Riis. 15. ADC kiip
Praeguseks on välja töötatud palju erinevaid analoog-digitaal muundamise meetodeid, näiteks järjestikuse loendamise, bitipõhise tasakaalustamise, topeltintegratsiooni meetodid; pinge sageduse muundamisega, paralleelmuunduriga. Loetletud meetodite alusel ehitatud muunduriahelad võivad sisaldada, kuid ei pruugi sisaldada DAC-i.
Skeem Jadade loendamine ADC on näidatud joonisel 16, a. Nagu graafikult näha, on seda tüüpi teisendusaeg muutuv ja sõltub sisend-analoogsignaalist, kuid kogu seadme töötsükkel on konstantne ja võrdne,, kus T0- võrdlusimpulsi generaatori periood, n-loenduri ja ADC enda bitivõimsus. Sellise ADC tööks ei ole vaja sünkroniseerimist, mis lihtsustab oluliselt juhtahela ehitust. Alates hetkest, kui signaal "Start" jõuab ADC väljundisse sagedusega 1/ Tp teisendustulemuse muutumise digitaalsed koodid (sagedus 1/ Tp- parameeter, mis määrab sisendsignaali maksimaalse lubatud jälgimissageduse).
ADC-de kõige olulisemad omadused on nende täpsus, kiirus ja maksumus. Täpsus on seotud ADC biti sügavusega. Fakt on see, et ADC sisendis olev analoogsignaal muutub väljundis binaarseks digitaalseks koodiks, st. ADC on analoogsignaali tugevusmõõtur, mille täpsus on poole vähima tähtsusega numbrist. Seega, ütleme, et 8-bitine ADC tagab konversiooni täpsuse, mis ei ületa maksimaalset võimalikku väärtust. 10-bitine ADC ei taga konversioonitäpsust, mis ei ületa , 14-bitine ADC ei anna suuremat täpsust ja 16-bitine ADC ei anna suuremat täpsust 
maksimaalsest võimalikust väärtusest.
ADC jõudlust iseloomustab ajavahemik, mis kulub ühe konversiooni sooritamiseks, või võimalike konversioonide arv ajaühikus (konversioonisagedus).
Tavaliselt, mida suurem on ADC täpsus (bitimaht), seda madalam on selle jõudlus ning mida suurem on täpsus ja jõudlus, seda suurem on ADC maksumus. Seetõttu on nutika anduri kujundamisel vaja selle parameetrid õigesti valida.
ADC-d on nüüd ehitatud erinevate vooluahela põhimõtete järgi ja neid toodetakse nii üksikute integraallülitustena kui ka keerukamate vooluahelate üksustena (näiteks mikrokontrollerid).
Selles artiklis käsitletakse peamisi küsimusi, mis puudutavad erinevat tüüpi ADC-de tööpõhimõtet. Samal ajal jäid mõned olulised teoreetilised arvutused analoog-digitaalmuunduse matemaatilise kirjelduse osas artikli ulatusest välja, kuid on toodud lingid, kust huvitatud lugeja leiab põhjalikuma ülevaate selle teoreetilistest aspektidest. ADC toimimine. Seega käsitleb artikkel rohkem ADC-de töö üldpõhimõtete mõistmist kui nende toimimise teoreetilise analüüsi.
Sissejuhatus
Alustuseks defineerime analoog-digitaalmuunduse. Analoog-digitaalmuundamine on sisendfüüsikalise suuruse teisendamine selle numbriliseks esituseks. Analoog-digitaalmuundur on seade, mis sellist teisendust teostab. Formaalselt võib ADC sisendväärtuseks olla mis tahes füüsiline suurus – pinge, vool, takistus, mahtuvus, impulsi kordussagedus, võlli pöördenurk jne. Kuid täpsuse huvides peame edaspidi ADC all silmas eranditult pinge-koodi muundureid.
Analoog-digitaalmuunduse kontseptsioon on tihedalt seotud mõõtmise mõistega. Mõõtmise all peame silmas mõõdetud väärtuse võrdlemist mõne standardiga, analoog-digitaalmuundamisel võrreldakse sisendväärtust mingi võrdlusväärtusega (tavaliselt võrdluspingega). Seega võib analoog-digitaalmuundust käsitleda kui sisendsignaali väärtuse mõõtmist ja selle kohta kehtivad kõik metroloogia mõisted, näiteks mõõtmisvead.
ADC peamised omadused
ADC-l on palju omadusi, millest peamised on teisendussagedus ja bitisügavus. Konversioonisagedust väljendatakse tavaliselt proovides sekundis (SPS) ja bitisügavus on bittides. Kaasaegsete ADC-de biti laius võib olla kuni 24 bitti ja teisenduskiirus kuni GSPS ühikuni (muidugi mitte samal ajal). Mida suurem on kiirus ja bitimaht, seda keerulisem on vajalike omaduste saavutamine, seda kallim ja keerulisem on muundur. Konversioonikiirus ja bitisügavus on omavahel teatud viisil seotud ja me saame kiirust ohverdades suurendada efektiivset teisendusbiti sügavust.
ADC-de tüübid
ADC-sid on mitut tüüpi, kuid selle artikli jaoks piirdume ainult järgmiste tüüpidega:
- Paralleelmuundumine ADC (otsene muundamine, välk-ADC)
- Järjestikune lähendus ADC (SAR ADC)
- delta-sigma ADC (laadimisega tasakaalustatud ADC)
Otsese (paralleelse) muundamise ADC-del on suurim kiirus ja väikseim bitisügavus. Näiteks Texas Instrumentsi paralleelkonversiooni ADC TLC5540 kiirus on 40MSPS ainult 8 bitiga. Seda tüüpi ADC-de konversioonikiirus võib olla kuni 1 GSPS. Siinkohal võib märkida, et konveier-ADC-del on veelgi suurem kiirus, kuid need on kombinatsioon mitmest väiksema kiirusega ADC-st ja nende käsitlemine ei kuulu käesoleva artikli ulatusse.
Bitikiiruse-kiiruse seeria keskmise niši hõivavad järjestikused lähendus-ADC-d. Tüüpilised väärtused on 12-18 bitti konversioonisagedusega 100KSPS-1MSPS.
Suurima täpsuse saavutavad sigma-delta ADC-d, mille bitilaius on kuni 24 bitti (kaasa arvatud) ja kiirus SPS-seadmetest KSPS-seadmeteni.
Veel üks ADC tüüp, mis on lähiminevikus kasutust leidnud, on integreeriv ADC. Integreerivad ADC-d on nüüdseks peaaegu täielikult asendatud teist tüüpi ADC-dega, kuid neid võib leida vanematest mõõteriistadest.
Otsene muundamine ADC
Otsemuundusega ADC-d said laialt levinud 1960. ja 1970. aastatel ning neid hakati tootma integraallülitustena 1980. aastatel. Neid kasutatakse sageli "torujuhtme" ADC-de osana (selles artiklis ei käsitleta) ja nende maht on 6-8 bitti kiirusel kuni 1 GSPS.
Otsese muundamise ADC arhitektuur on näidatud joonisel fig. 1
Riis. 1. Otsese muundamise ADC plokkskeem
ADC tööpõhimõte on äärmiselt lihtne: sisendsignaal antakse samaaegselt kõikidele komparaatorite "positiivsetele" sisenditele ja "negatiivsetele" antakse rida pingeid, mis saadakse võrdluspingest, jagades need takistitega. R. Joonisel fig. 1 see rida on järgmine: (1/16, 3/16, 5/16, 7/16, 9/16, 11/16, 13/16) Uref, kus Uref on ADC etalonpinge.
Olgu ADC sisendile rakendatud pinge, mis on võrdne 1/2 Urefiga. Siis töötavad esimesed 4 komparaatorit (kui altpoolt lugeda) ja nende väljunditesse ilmuvad loogilised. Prioriteedikooder moodustab kahendkoodi "veerust", mis salvestatakse väljundregistrisse.
Nüüd saavad selgeks sellise muunduri eelised ja puudused. Kõik komparaatorid töötavad paralleelselt, ahela viiteaeg on võrdne viiteajaga ühes komparaatoris pluss viiteajaga kooderis. Võrdleja ja kodeerija saab teha väga kiiresti, tänu sellele on kogu vooluring väga kõrge jõudlusega.
Kuid N biti saamiseks on vaja 2^N komparaatorit (ja ka kodeerija keerukus kasvab 2^N võrra). Skeem joonisel fig. 1. sisaldab 8 komparaatorit ja sellel on 3 bitti, 8 biti saamiseks on vaja 256 komparaatorit, 10 biti jaoks - 1024 komparaatorit, 24 bitise ADC jaoks vajaks üle 16 miljoni.Selliste kõrgusteni pole aga tehnoloogia veel jõudnud.
järjestikune lähendus ADC
Järjestikuse lähendusregistri (SAR) analoog-digitaalmuundur mõõdab sisendsignaali suurust, teostades järjestikuseid "kaalumisi", st sisendpinge väärtuste võrdlusi järgmiselt genereeritud väärtuste seeriaga:
1. esimeses etapis seatakse sisseehitatud digitaal-analoogmuunduri väljundiks 1/2Uref (edaspidi eeldame, et signaal on intervallis (0 – Uref).
2. kui signaal on sellest väärtusest suurem, siis võrreldakse seda pingega, mis asub ülejäänud intervalli keskel, st antud juhul 3/4Uref. Kui signaal on seatud tasemest väiksem, tehakse järgmine võrdlus vähem kui poolega järelejäänud intervallist (st tasemega 1/4Uref).
3. Sammu 2 korratakse N korda. Seega annab N võrdlust (“kaalumist”) tulemuse N bitti.
Riis. 2. Järjestikuse lähenduse ADC plokkskeem.
Seega koosneb järjestikune lähendus ADC järgmistest sõlmedest:
1. Võrdleja. See võrdleb sisendväärtust ja kaaluva pinge vooluväärtust (joonis 2, tähistatud kolmnurgaga).
2. Digitaal-analoogmuundur (DAC). See genereerib pinge "kaalu", mis põhineb sisendis vastuvõetud digitaalkoodil.
3. Successive Approximation Register (SAR). See rakendab järjestikust lähendusalgoritmi, genereerides DAC-sisendisse söödetud koodi praeguse väärtuse. Selle järgi on nime saanud kogu ADC arhitektuur.
4. Proovi/Hoia skeem (Sample/Hold, S/H). Selle ADC tööks on põhimõtteliselt oluline, et sisendpinge jääks konstantseks kogu konversioonitsükli vältel. Kuid "päris" signaalid kipuvad aja jooksul muutuma. Proovivõtuahel "mäletab" analoogsignaali hetkeväärtust ja hoiab seda kogu seadme töötsükli jooksul muutumatuna.
Seadme eeliseks on suhteliselt suur teisenduskiirus: N-bitise ADC teisendusaeg on N taktitsüklit. Konversiooni täpsust piirab sisemise DAC täpsus ja see võib olla 16-18 bitti (nüüd on hakanud ilmuma 24-bitised SAR ADC-d, näiteks AD7766 ja AD7767).
Delta-Sigma ADC
Lõpuks on kõige huvitavam ADC tüüp sigma-delta ADC, mida kirjanduses mõnikord nimetatakse laenguga tasakaalustatud ADC-ks. Sigma-delta ADC plokkskeem on näidatud joonisel fig. 3.
Joonis 3. Sigma-delta ADC plokkskeem.
Selle ADC tööpõhimõte on mõnevõrra keerulisem kui teist tüüpi ADC omadel. Selle olemus seisneb selles, et sisendpinget võrreldakse integraatori kogutud pinge väärtusega. Sõltuvalt võrdluse tulemusest suunatakse integraatori sisendisse positiivse või negatiivse polaarsusega impulsid. Seega on see ADC lihtne jälgimissüsteem: integraatori väljundis olev pinge “jälgib” sisendpinget (joonis 4). Selle skeemi tulemuseks on nullide ja ühtede voog komparaatori väljundis, mis seejärel lastakse läbi digitaalse madalpääsfiltri, mille tulemuseks on N-bitine tulemus. LPF joonisel fig. 3. Kombineeritud detsimaatoriga, seade, mis vähendab näitude sagedust nende "detsimeerimise" abil.
Riis. 4. Sigma-delta ADC jälgimissüsteemina
Esitluse ranguse huvides tuleb öelda, et joonisel fig. Joonisel 3 on näidatud esimest järku sigma-delta ADC plokkskeem. Teist järku sigma-delta ADC-l on kaks integraatorit ja kaks tagasisideahelat, kuid seda siin ei käsitleta. Need, kes on sellest teemast huvitatud, võivad viidata.
Joonisel fig. Joonis 5 näitab signaale ADC-s sisendi nulltasemel (ülemine) ja Vref/2 tasemel (alumine).
Riis. 5. Signaalid ADC-s erinevatel sisendsignaali tasemetel.
Nüüd, ilma keerukasse matemaatilisse analüüsi süvenemata, proovime mõista, miks sigma-delta ADC-del on väga madal müratase.
Vaatleme joonisel fig 1 näidatud sigma-delta modulaatori plokkskeemi. 3 ja esitage see järgmisel kujul (joonis 6):
Riis. 6. Sigma-delta modulaatori plokkskeem
Siin on komparaator kujutatud liitjana, mis liidab pideva soovitud signaali ja kvantimismüra.
Olgu integraatoril ülekandefunktsioon 1/s. Seejärel, esitades kasuliku signaali kui X (s), sigma-delta modulaatori väljundit kui Y (s) ja kvantimismüra kui E (s), saame ADC edastusfunktsiooni:
Y(s) = X(s)/(s+1) + E(s)s/(s+1)
See tähendab, et tegelikult on sigma-delta modulaator madalpääsfilter (1/(s+1)) kasuliku signaali jaoks ja kõrgpääsfilter (s/(s+1)) müra jaoks. sama lõikesagedusega filtrid. Spektri kõrgsageduspiirkonda koondunud müra eemaldatakse kergesti digitaalse madalpääsfiltri abil, mis asub pärast modulaatorit.
Riis. 7. Müra "nihutamise" nähtus spektri kõrgsageduslikku ossa
Siiski tuleb mõista, et see on sigma-delta ADC müra kujundamise nähtuse äärmiselt lihtsustatud seletus.
Seega on sigma-delta ADC peamine eelis selle kõrge täpsus, mis on tingitud selle enda müra äärmiselt madalast tasemest. Suure täpsuse saavutamiseks on aga vajalik, et digitaalfiltri piirsagedus oleks võimalikult madal, mitu korda väiksem kui sigma-delta modulaatori töösagedus. Seetõttu on sigma-delta ADC-del madal konversioonikiirus.
Neid saab kasutada helitehnikas, kuid nende peamine kasutusala on tööstusautomaatikas andurite signaalide teisendamiseks, mõõteriistades ja muudes rakendustes, kus on vaja suurt täpsust. kuid suurt kiirust pole vaja.
Natuke ajalugu
Ajaloo vanim mainimine ADC kohta on tõenäoliselt Paul M. Rainey patent "Faksimile Telegraph System", U.S. Patent 1 608 527, esitatud 20. juulil 1921, välja antud 30. novembril 1926. Patendis kujutatud seade on tegelikult 5-bitine otsekonversiooni ADC.
Riis. 8. Esimene patent ADC-le
Riis. 9. Otsene konversioon ADC (1975)
Joonisel kujutatud seade on Computer Labsi toodetud otsekonversioon ADC MOD-4100, toodetud 1975. aastal ja mis on kokku pandud diskreetsete komparaatorite abil. Komparaatoreid on 16 (need asuvad poolringis, et võrdsustada signaali levimise viivitust igale komparaatorile), seetõttu on ADC laius vaid 4 bitti. Konversioonikiirus 100 MSPS, voolutarve 14 vatti.
Järgmine joonis näitab otsekonversiooni ADC täiustatud versiooni.
Riis. 10. Otsene konversioon ADC (1970)
Computer Labsi toodetud 1970. aasta VHS-630 sisaldas 64 komparaatorit, oli 6-bitine, 30MSPS ja tarbis 100 vatti (1975. aasta versiooni VHS-675 võimsus oli 75 MSPS ja tarbis 130 vatti).
Kirjandus
W. Kester. ADC arhitektuurid I: välgumuundur. Analoogseadmed, MT-020 õpetus.
APC- See A maks C digitaalne P muundur Inglise keeles ADC (A maksu- D digitaalne C muundur). See tähendab, et spetsiaalne seade, mis muudab selle digitaalseks.
ADC-d kasutatakse digitaaltehnoloogias. Eelkõige on peaaegu kõigil kaasaegsetel sisseehitatud ADC.
Nagu te ilmselt juba teate, ei mõista mikroprotsessorid (nagu arvutiprotsessorid) midagi muud kui kahendarvud. Sellest järeldub, et mikroprotsessor (mis on iga mikrokontrolleri aluseks) ei saa analoogsignaali otseselt töödelda.
Mikrokontrolleri ADC mõõdab tavaliselt ainult pinget vahemikus 0 kuni mikrokontrolleri toitepinge.
ADC omadused
Erinevate omadustega ADC-sid on erinevaid. Peamine omadus on biti sügavus. Siiski on ka teisi. Näiteks analoogsignaali tüüp, mida saab ühendada ADC sisendiga.
Kõiki neid omadusi kirjeldatakse ADC dokumentatsioonis (kui see on loodud eraldi kiibina) või mikrokontrolleri dokumentatsioonis (kui ADC on mikrokontrollerisse sisse ehitatud).
Lisaks bitivõimsusele, millest me juba rääkisime, võime nimetada veel mitmeid põhiomadusi.
Kõige vähem oluline bitt (LSB). See on väikseim sisendpinge, mida ADC saab mõõta. Määratakse valemiga:
1 LSB = Uop / 2 R
Kus Uop on võrdluspinge (näidatud ADC spetsifikatsioonides). Näiteks võrdluspingega 1 V ja biti laiusega 8 bitti saame:
1 LSB = 1/28 = 1/256 = 0,004 V
Integral Non-lineaarsus – ADC väljundkoodi integraalne mittelineaarsus. On selge, et igasugune transformatsioon toob kaasa moonutusi. Ja see omadus määrab väljundväärtuse mittelineaarsuse, st ADC väljundväärtuse kõrvalekalde ideaalsest lineaarsest väärtusest. Seda omadust mõõdetakse LSB-s.
Teisisõnu, see omadus määrab, kui kõver võib olla väljundsignaali graafikul olev joon, mis ideaalis peaks olema sirge (vt joonist).
Absoluutne täpsus. Mõõdetud ka LSB-s. Teisisõnu, see on mõõtmisviga. Näiteks kui see karakteristik on +/- 2 LSB ja LSB = 0,05 V, tähendab see, et mõõtmisviga võib ulatuda +/- 2 * 0,05 = +/- 0,1 V.
ADC-l on ka muid omadusi. Kuid alustuseks on see enam kui piisav.
ADC ühendus
Tuletan meelde, et põhimõtteliselt on kahte tüüpi: vool ja pinge. Lisaks võib signaalidel olla standardne väärtusvahemik ja mittestandardne väärtus. Analoogsignaali väärtuste standardseid vahemikke kirjeldatakse GOST-ides (näiteks GOST 26.011-80 ja GOST R 51841-2001). Kuid kui teie seade kasutab mingit omatehtud andurit, võib signaal tavapärasest erineda (kuigi soovitan teil igal juhul valida standardsignaali - ühilduvuse tagamiseks standardsete andurite ja muude seadmetega).
ADC-d mõõdavad peamiselt pinget.
Proovin rääkida (üldiselt), kuidas ühendada analoogandur ADC-ga ja kuidas seejärel käsitleda väärtusi, mida ADC toodab.
Ütleme nii, et tahame mõõta temperatuuri vahemikus -40...+50 kraadi, kasutades selleks spetsiaalset andurit, mille standardväljund on 0...1V. Oletame, et meil on andur, mis suudab mõõta temperatuuri vahemikus -50...+150 kraadi.
Kui temperatuurianduril on standardväljund, siis reeglina varieerub pinge (või vool) anduri väljundis lineaarselt. See tähendab, et saame hõlpsalt kindlaks teha, milline pinge on anduri väljundis antud temperatuuril.
Mis on lineaarne seadus? See on siis, kui graafiku väärtuste vahemik näeb välja nagu sirgjoon (vt joonist). Teades, et temperatuur vahemikus -50 kuni +150 annab anduri väljundis pinge, mis muutub vastavalt lineaarsele seadusele, saame, nagu ma juba ütlesin, selle pinge arvutada mis tahes temperatuuri väärtuse jaoks antud vahemikus.
Üldiselt peame meie puhul temperatuurivahemiku pingevahemikuks teisendamiseks kuidagi võrdlema kahte skaalat, millest üks on temperatuurivahemik ja teine pingevahemik.
Graafiku abil saate pinget temperatuuri järgi visuaalselt määrata (vt ülaltoodud joonist). Kuid mikrokontrolleril pole silmi (kuigi muidugi saab lõbutseda ja luua mikrokontrolleri peal seadme, mis suudab pilte ära tunda ja graafikul oleva pinge järgi temperatuuri väärtust määrata, aga jätame selle meelelahutuse robootika austajatele )))
Kõigepealt määrame temperatuurivahemiku. Meil on see vahemikus -50 kuni 150, see tähendab 201 kraadi (ärge unustage nulli).
Ja mõõdetud pingete vahemik on 0 kuni 1 V.
See tähendab, et peame pigistama vahemiku 0 kuni 200 (kokku 201) skaalale 0 kuni 1.
Teisendusteguri leidmine:
K = U / Td = 1 / 200 = 0,005 (1)
See tähendab, et kui temperatuur muutub 1 kraadi võrra, muutub pinge anduri väljundis 0,005 V võrra. Siin on Td temperatuurivahemik. Mitte temperatuuri väärtused, vaid mõõtühikute arv (meie puhul kraadid) temperatuuriskaalal, võrreldes pingeskaalaga (me ei võta nulli lihtsuse mõttes arvesse, kuna pingevahemikus on ka null ).
Kontrollime selle mikrokontrolleri ADC omadusi, mida kavatseme kasutada. LSB väärtus ei tohiks olla suurem kui K (meie puhul rohkem kui 0,005, täpsemalt on see vastuvõetav, kui olete rahul rohkem kui 1 mõõtühiku veaga - meie puhul üle 1 kraadi).
Sisuliselt on K volti kraadi kohta, st nii saime teada, millise väärtuse võrra pinge muutub, kui temperatuur muutub 1 kraadi võrra.
Nüüd on meil kõik vajalikud andmed, et teisendada ADC väljundväärtus mikrokontrolleri programmis temperatuuriväärtuseks.
Mäletame, et nihutasime temperatuurivahemikku 50 kraadi võrra. Seda tuleb ADC väljundväärtuse temperatuuriks teisendamisel arvesse võtta.
Ja valem saab olema järgmine:
T = (U / K) - 50 (2)
Näiteks kui ADC väljund on 0,5 V, siis
T = (U / K) - 50 = (0,5 / 0,005) - 50 = 100 - 50 = 50 kraadi
Nüüd peame määrama diskreetsuse, st soovitud mõõtetäpsuse.
Nagu mäletate, võib absoluutne viga olla mitu LSB-d. Lisaks esineb ka mittelineaarseid moonutusi, mis on tavaliselt 0,5 LSB. See tähendab, et ADC koguviga võib ulatuda 2-3 LSB-ni.
Meie puhul on see:
Üles = 3 LSB * 0,005 = 0,015 V
Või 3 kraadi.
Kui teie puhul pole kõik nii sujuv, kasutame jällegi valemit, mis on tuletatud (1):
Td = üles / K = 0,015 / 0,005 = 3
Kui teile sobib 3-kraadine viga, ei pea te midagi muutma. Noh, kui ei, siis peate valima suurema bitivõimsusega ADC või leidma teise anduri (teise temperatuurivahemikuga või erineva väljundpingega).
Näiteks kui õnnestub leida andur vahemikus -40...+50, nagu soovisime ja sama väljundiga 0...1V, siis
K = 1/90 = 0,01
Siis on absoluutne viga:
Td = üles / K = 0,015 / 0,01 = 1,5 kraadi.
See on juba enam-vähem vastuvõetav. No kui sul on andur väljundiga 0...5V (see on ka tavasignaal), siis
K = 5/90 = 0,05
Ja absoluutne viga on:
Td = üles / K = 0,015 / 0,05 = 0,3 kraadi.
See pole üldse mitte midagi.
Aga! Pidage meeles, et me vaatame siin ainult ADC viga. Aga anduril endal on ka viga, millega tuleb samuti arvestada.
Kuid see kõik on juba elektroonika ja metroloogia valdkonnast, nii et lõpetan selle artikli siin.
Ja lõpus annan igaks juhuks temperatuuri pingeks tagasi teisendamiseks valemi:
U = K * (Tv + 50) = 0,005 * (150 + 50) = 1
P.S. Kirjutasin selle artikli pärast rasket tööpäeva, nii et kui ma kuskil vea tegin, vabandan)))
Selles artiklis käsitletakse peamisi küsimusi, mis puudutavad erinevat tüüpi ADC-de tööpõhimõtet. Samal ajal jäid mõned olulised teoreetilised arvutused analoog-digitaalmuunduse matemaatilise kirjelduse osas artikli ulatusest välja, kuid on toodud lingid, kust huvitatud lugeja leiab põhjalikuma ülevaate selle teoreetilistest aspektidest. ADC toimimine. Seega käsitleb artikkel rohkem ADC-de töö üldpõhimõtete mõistmist kui nende toimimise teoreetilise analüüsi.
Sissejuhatus
Alustuseks defineerime analoog-digitaalmuunduse. Analoog-digitaalmuundamine on sisendfüüsikalise suuruse teisendamine selle numbriliseks esituseks. Analoog-digitaalmuundur on seade, mis sellist teisendust teostab. Formaalselt võib ADC sisendväärtuseks olla mis tahes füüsiline suurus – pinge, vool, takistus, mahtuvus, impulsi kordussagedus, võlli pöördenurk jne. Kuid täpsuse huvides peame edaspidi ADC all silmas eranditult pinge-koodi muundureid.
Analoog-digitaalmuunduse kontseptsioon on tihedalt seotud mõõtmise mõistega. Mõõtmise all peame silmas mõõdetud väärtuse võrdlemist mõne standardiga, analoog-digitaalmuundamisel võrreldakse sisendväärtust mingi võrdlusväärtusega (tavaliselt võrdluspingega). Seega võib analoog-digitaalmuundust käsitleda kui sisendsignaali väärtuse mõõtmist ja selle kohta kehtivad kõik metroloogia mõisted, näiteks mõõtmisvead.
ADC peamised omadused
ADC-l on palju omadusi, millest peamised on teisendussagedus ja bitisügavus. Konversioonisagedust väljendatakse tavaliselt proovides sekundis (SPS) ja bitisügavus on bittides. Kaasaegsete ADC-de biti laius võib olla kuni 24 bitti ja teisenduskiirus kuni GSPS ühikuni (muidugi mitte samal ajal). Mida suurem on kiirus ja bitimaht, seda keerulisem on vajalike omaduste saavutamine, seda kallim ja keerulisem on muundur. Konversioonikiirus ja bitisügavus on omavahel teatud viisil seotud ja me saame kiirust ohverdades suurendada efektiivset teisendusbiti sügavust.
ADC-de tüübid
ADC-sid on mitut tüüpi, kuid selle artikli jaoks piirdume ainult järgmiste tüüpidega:
- Paralleelmuundumine ADC (otsene muundamine, välk-ADC)
- Järjestikune lähendus ADC (SAR ADC)
- delta-sigma ADC (laadimisega tasakaalustatud ADC)
Otsese (paralleelse) muundamise ADC-del on suurim kiirus ja väikseim bitisügavus. Näiteks Texas Instrumentsi paralleelkonversiooni ADC TLC5540 kiirus on 40MSPS ainult 8 bitiga. Seda tüüpi ADC-de konversioonikiirus võib olla kuni 1 GSPS. Siinkohal võib märkida, et konveier-ADC-del on veelgi suurem kiirus, kuid need on kombinatsioon mitmest väiksema kiirusega ADC-st ja nende käsitlemine ei kuulu käesoleva artikli ulatusse.
Bitikiiruse-kiiruse seeria keskmise niši hõivavad järjestikused lähendus-ADC-d. Tüüpilised väärtused on 12-18 bitti konversioonisagedusega 100KSPS-1MSPS.
Suurima täpsuse saavutavad sigma-delta ADC-d, mille bitilaius on kuni 24 bitti (kaasa arvatud) ja kiirus SPS-seadmetest KSPS-seadmeteni.
Veel üks ADC tüüp, mis on lähiminevikus kasutust leidnud, on integreeriv ADC. Integreerivad ADC-d on nüüdseks peaaegu täielikult asendatud teist tüüpi ADC-dega, kuid neid võib leida vanematest mõõteriistadest.
Otsene muundamine ADC
Otsemuundusega ADC-d said laialt levinud 1960. ja 1970. aastatel ning neid hakati tootma integraallülitustena 1980. aastatel. Neid kasutatakse sageli "torujuhtme" ADC-de osana (selles artiklis ei käsitleta) ja nende maht on 6-8 bitti kiirusel kuni 1 GSPS.
Otsese muundamise ADC arhitektuur on näidatud joonisel fig. 1
Riis. 1. Otsese muundamise ADC plokkskeem
ADC tööpõhimõte on äärmiselt lihtne: sisendsignaal antakse samaaegselt kõikidele komparaatorite "positiivsetele" sisenditele ja "negatiivsetele" antakse rida pingeid, mis saadakse võrdluspingest, jagades need takistitega. R. Joonisel fig. 1 see rida on järgmine: (1/16, 3/16, 5/16, 7/16, 9/16, 11/16, 13/16) Uref, kus Uref on ADC etalonpinge.
Olgu ADC sisendile rakendatud pinge, mis on võrdne 1/2 Urefiga. Siis töötavad esimesed 4 komparaatorit (kui altpoolt lugeda) ja nende väljunditesse ilmuvad loogilised. Prioriteedikooder moodustab kahendkoodi "veerust", mis salvestatakse väljundregistrisse.
Nüüd saavad selgeks sellise muunduri eelised ja puudused. Kõik komparaatorid töötavad paralleelselt, ahela viiteaeg on võrdne viiteajaga ühes komparaatoris pluss viiteajaga kooderis. Võrdleja ja kodeerija saab teha väga kiiresti, tänu sellele on kogu vooluring väga kõrge jõudlusega.
Kuid N biti saamiseks on vaja 2^N komparaatorit (ja ka kodeerija keerukus kasvab 2^N võrra). Skeem joonisel fig. 1. sisaldab 8 komparaatorit ja sellel on 3 bitti, 8 biti saamiseks on vaja 256 komparaatorit, 10 biti jaoks - 1024 komparaatorit, 24 bitise ADC jaoks vajaks üle 16 miljoni.Selliste kõrgusteni pole aga tehnoloogia veel jõudnud.
järjestikune lähendus ADC
Järjestikuse lähendusregistri (SAR) analoog-digitaalmuundur mõõdab sisendsignaali suurust, teostades järjestikuseid "kaalumisi", st sisendpinge väärtuste võrdlusi järgmiselt genereeritud väärtuste seeriaga:
1. esimeses etapis seatakse sisseehitatud digitaal-analoogmuunduri väljundiks 1/2Uref (edaspidi eeldame, et signaal on intervallis (0 – Uref).
2. kui signaal on sellest väärtusest suurem, siis võrreldakse seda pingega, mis asub ülejäänud intervalli keskel, st antud juhul 3/4Uref. Kui signaal on seatud tasemest väiksem, tehakse järgmine võrdlus vähem kui poolega järelejäänud intervallist (st tasemega 1/4Uref).
3. Sammu 2 korratakse N korda. Seega annab N võrdlust (“kaalumist”) tulemuse N bitti.
Riis. 2. Järjestikuse lähenduse ADC plokkskeem.
Seega koosneb järjestikune lähendus ADC järgmistest sõlmedest:
1. Võrdleja. See võrdleb sisendväärtust ja kaaluva pinge vooluväärtust (joonis 2, tähistatud kolmnurgaga).
2. Digitaal-analoogmuundur (DAC). See genereerib pinge "kaalu", mis põhineb sisendis vastuvõetud digitaalkoodil.
3. Successive Approximation Register (SAR). See rakendab järjestikust lähendusalgoritmi, genereerides DAC-sisendisse söödetud koodi praeguse väärtuse. Selle järgi on nime saanud kogu ADC arhitektuur.
4. Proovi/Hoia skeem (Sample/Hold, S/H). Selle ADC tööks on põhimõtteliselt oluline, et sisendpinge jääks konstantseks kogu konversioonitsükli vältel. Kuid "päris" signaalid kipuvad aja jooksul muutuma. Proovivõtuahel "mäletab" analoogsignaali hetkeväärtust ja hoiab seda kogu seadme töötsükli jooksul muutumatuna.
Seadme eeliseks on suhteliselt suur teisenduskiirus: N-bitise ADC teisendusaeg on N taktitsüklit. Konversiooni täpsust piirab sisemise DAC täpsus ja see võib olla 16-18 bitti (nüüd on hakanud ilmuma 24-bitised SAR ADC-d, näiteks AD7766 ja AD7767).
Delta-Sigma ADC
Lõpuks on kõige huvitavam ADC tüüp sigma-delta ADC, mida kirjanduses mõnikord nimetatakse laenguga tasakaalustatud ADC-ks. Sigma-delta ADC plokkskeem on näidatud joonisel fig. 3.
Joonis 3. Sigma-delta ADC plokkskeem.
Selle ADC tööpõhimõte on mõnevõrra keerulisem kui teist tüüpi ADC omadel. Selle olemus seisneb selles, et sisendpinget võrreldakse integraatori kogutud pinge väärtusega. Sõltuvalt võrdluse tulemusest suunatakse integraatori sisendisse positiivse või negatiivse polaarsusega impulsid. Seega on see ADC lihtne jälgimissüsteem: integraatori väljundis olev pinge “jälgib” sisendpinget (joonis 4). Selle skeemi tulemuseks on nullide ja ühtede voog komparaatori väljundis, mis seejärel lastakse läbi digitaalse madalpääsfiltri, mille tulemuseks on N-bitine tulemus. LPF joonisel fig. 3. Kombineeritud detsimaatoriga, seade, mis vähendab näitude sagedust nende "detsimeerimise" abil.
Riis. 4. Sigma-delta ADC jälgimissüsteemina
Esitluse ranguse huvides tuleb öelda, et joonisel fig. Joonisel 3 on näidatud esimest järku sigma-delta ADC plokkskeem. Teist järku sigma-delta ADC-l on kaks integraatorit ja kaks tagasisideahelat, kuid seda siin ei käsitleta. Need, kes on sellest teemast huvitatud, võivad viidata.
Joonisel fig. Joonis 5 näitab signaale ADC-s sisendi nulltasemel (ülemine) ja Vref/2 tasemel (alumine).
Riis. 5. Signaalid ADC-s erinevatel sisendsignaali tasemetel.
Nüüd, ilma keerukasse matemaatilisse analüüsi süvenemata, proovime mõista, miks sigma-delta ADC-del on väga madal müratase.
Vaatleme joonisel fig 1 näidatud sigma-delta modulaatori plokkskeemi. 3 ja esitage see järgmisel kujul (joonis 6):
Riis. 6. Sigma-delta modulaatori plokkskeem
Siin on komparaator kujutatud liitjana, mis liidab pideva soovitud signaali ja kvantimismüra.
Olgu integraatoril ülekandefunktsioon 1/s. Seejärel, esitades kasuliku signaali kui X (s), sigma-delta modulaatori väljundit kui Y (s) ja kvantimismüra kui E (s), saame ADC edastusfunktsiooni:
Y(s) = X(s)/(s+1) + E(s)s/(s+1)
See tähendab, et tegelikult on sigma-delta modulaator madalpääsfilter (1/(s+1)) kasuliku signaali jaoks ja kõrgpääsfilter (s/(s+1)) müra jaoks. sama lõikesagedusega filtrid. Spektri kõrgsageduspiirkonda koondunud müra eemaldatakse kergesti digitaalse madalpääsfiltri abil, mis asub pärast modulaatorit.
Riis. 7. Müra "nihutamise" nähtus spektri kõrgsageduslikku ossa
Siiski tuleb mõista, et see on sigma-delta ADC müra kujundamise nähtuse äärmiselt lihtsustatud seletus.
Seega on sigma-delta ADC peamine eelis selle kõrge täpsus, mis on tingitud selle enda müra äärmiselt madalast tasemest. Suure täpsuse saavutamiseks on aga vajalik, et digitaalfiltri piirsagedus oleks võimalikult madal, mitu korda väiksem kui sigma-delta modulaatori töösagedus. Seetõttu on sigma-delta ADC-del madal konversioonikiirus.
Neid saab kasutada helitehnikas, kuid nende peamine kasutusala on tööstusautomaatikas andurite signaalide teisendamiseks, mõõteriistades ja muudes rakendustes, kus on vaja suurt täpsust. kuid suurt kiirust pole vaja.
Natuke ajalugu
Ajaloo vanim mainimine ADC kohta on tõenäoliselt Paul M. Rainey patent "Faksimile Telegraph System", U.S. Patent 1 608 527, esitatud 20. juulil 1921, välja antud 30. novembril 1926. Patendis kujutatud seade on tegelikult 5-bitine otsekonversiooni ADC.
Riis. 8. Esimene patent ADC-le
Riis. 9. Otsene konversioon ADC (1975)
Joonisel kujutatud seade on Computer Labsi toodetud otsekonversioon ADC MOD-4100, toodetud 1975. aastal ja mis on kokku pandud diskreetsete komparaatorite abil. Komparaatoreid on 16 (need asuvad poolringis, et võrdsustada signaali levimise viivitust igale komparaatorile), seetõttu on ADC laius vaid 4 bitti. Konversioonikiirus 100 MSPS, voolutarve 14 vatti.
Järgmine joonis näitab otsekonversiooni ADC täiustatud versiooni.
Riis. 10. Otsene konversioon ADC (1970)
Computer Labsi toodetud 1970. aasta VHS-630 sisaldas 64 komparaatorit, oli 6-bitine, 30MSPS ja tarbis 100 vatti (1975. aasta versiooni VHS-675 võimsus oli 75 MSPS ja tarbis 130 vatti).
Kirjandus
W. Kester. ADC arhitektuurid I: välgumuundur. Analoogseadmed, MT-020 õpetus.
